Импульсные блоки питания для IBM PC
Шрифт:
Рис. 3.9. Диаграммы напряжений, иллюстрирующие процесс «медленного» запуска
На диаграмме 1 приведена форма напряжений, действующих на входах внутреннего компаратора DA2 микросхемы IC1, функциональная схема которой изображена на рис. 2.7. Пилообразное напряжение действует на его инвертирующем входе. Линейно возрастающее напряжение подается на неинвертирующий вход компаратора от внутреннего усилителя ошибки на DA3. Сначала напряжения всех вторичных цепей равны нулю. Поэтому на входе IC1/1 установлено также нулевое напряжение. После появления питания на IC1 резисторным делителем из R9 и R10 на вход IC1/2 подается положительный потенциал. Соотношение потенциалов на входах IC1/1 и IC1/2 таково, что напряжение на выходе внутреннего компаратора DA3 равно нулю. По мере передачи энергии во вторичную цепь происходит постепенный заряд конденсаторов в выходной цепи канала +5 В. Повышение уровня напряжения на выходе DA3 является следствием нарастания положительного потенциала на входе IC1/1. Внутренним компаратором DA2 производится сравнение входных напряжений. Результирующий выходной импульсный сигнал представлен на диаграмме 2. Рост линейного напряжения на его неинвертирующем входе сопровождается увеличением длительности положительных импульсов на выходе компаратора, с которого они поступают на первый вход внутреннего логического элемента DD1.
Появление положительного потенциала на выводе IC1/4 и его постепенный спад показаны на диаграмме 3. Вход IC1/4 является неинвертирующим входом внутреннего компаратора «мертвой» зоны DA1. На его инвертирующий вход подается пилообразное напряжение. Форма результирующего сигнала, появляющегося на выходе DA1, отражена на диаграмме 4. Этот сигнал подается на второй вход логического элемента типа ИЛИ. Если в это время хотя бы один из входных сигналов также будет иметь высокий потенциал, напряжение на его выходе примет высокий логический уровень. Форма сигнала на выходе логического элемента DD1 показана на диаграмме 5. Видно, что от появления питающего напряжения питания на IC1 до момента T длительность положительных импульсов на выходе DD1 определяется работой ШИМ компаратора DA2. Начиная с момента T, после значительного спада напряжения на входе IC1/4 на выход DD1 поступают положительные импульсы, формируемые компаратором мертвой зоны DA1. При этом все временные параметры импульсной последовательности, действующей на входе цифрового тракта микросхемы IC1, задаются рабочими характеристиками внутреннего усилителя ошибки DA3 и внутреннего компаратора DA2. Диаграммы 6 и 7 демонстрируют форму импульсов на входах внутреннего триггера DD2. Последние две диаграммы показывают вид импульсных последовательностей, действующих на коллекторах транзисторов Q3 и Q4 промежуточного усилителя. Длительность положительных импульсов управления увеличивается постепенно, что видно из диаграмм 8 и 9. Происходит плавное наращивание мощности сигнала управления и плавное нарастание напряжений вторичных цепей. Передача управления от компаратора «мертвой зоны» DA1 тракту усилителя ошибки осуществляется тогда, когда
3.4.2. Импульсный усилитель мощности
Источник питания, принципиальная схема которого изображена на рис. 3.2, относится к классу преобразователей напряжения с внешним возбуждением. Генерация сигналов управления работой импульсного усилителя мощности выполняется узлом ШИМ преобразователя. Сигналы управления имеют малый уровень и мощность. Усиление этих сигналов по току и напряжению производится силовым каскадом, построенным на транзисторах Q5 и Q6. Импульсный усилитель мощности выполнен по полумостовой схеме. Нагрузкой силового каскада является импульсный трансформатор T4, включенный в диагональ моста. Для защиты силового трансформатора от насыщения постоянной составляющей протекающего тока его включение произведено последовательно с керамическим конденсатором C15.
Схема усилительного каскада в данном случае выполняет не только высокочастотное преобразование энергии источника постоянного напряжения, но она наделена еще и дополнительными функциями. Последовательно с первичной обмоткой силового трансформатора включена обмотка другого трансформатора – T3. Она подключена в разрыв соединения первичной обмотки T4 и точки соединения электролитических конденсаторов C10 и C11. Трансформатор входит в состав узла контроля перегрузки по току основных вторичных каналов блока питания. Первичная обмотка W3 трансформатора T3 используется в качестве основного элемента датчика токовой нагрузки вторичных каналов. На основе элементов силового каскада построен узел начального запуска каскада ШИМ преобразователя или, точнее, подачи начального питания на этот каскад. Если на микросхеме TL494, являющейся базовым элементом схемы управления, не установлена блокировка, она запускается автоматически при нарастании напряжения питания на ее выводе IC1/12 до уровня +7 В. Под запуском понимается начало формирования импульсных последовательностей на выводах IC1/8,11.
Напряжение питания на вывод IC1/12 микросхемы поступает через последовательно соединенные диод D18 и резистор R31. Анод диода соединен с выходом выпрямителя на диодной сборке SBD2. Фильтрация напряжения питания микросхемы выполняется конденсаторами C17 и C18. Эта цепь питания единственная. Только по этой цепи напряжение питания подается на микросхему IC1 и каскад промежуточного усилителя с момента запуска преобразователя и в течение всего цикла работы. Для формирования начального импульса напряжения на вторичной обмотке силового трансформатора специально модифицированы базовые цепи силовых транзисторов. В классической схеме полумостового усилителя в базовые цепи транзисторов включено по одной вторичной обмотке согласующего трансформатора. Сигналы для открывания транзисторов поступают через эти обмотки. На рис. 3.2 показано, что вторичная обмотка трансформатора T2, подключенная к цепям транзистора Q5, состоит из двух полуобмоток – W3 и W4. К элементам, составляющим базовую цепь транзистора Q6, подсоединена обмотка W5. Обмотки W3 и W4 намотаны синфазнои противоположно намотке W5. Еще одним отличием схемы, приведенной на рис. 3.2, от классического варианта является наличие резисторов R7 и R9, установленных между коллекторами и базами транзисторов Q5 и Q6 соответственно. Резисторы служат для подачи смещения на базы силовых транзисторов и являются необходимыми элементами в цепи формирования напряжения начального запуска ШИМ преобразователя.
В начальный момент времени после подачи электропитания на блок питания напряжение поступает только на элементы силового каскада. На всех вторичных обмотках трансформатора T4 напряжение отсутствует. Конденсаторы С10 и С11 образуют емкостной делитель. Напряжение в точке их соединения равно половине напряжения питания силового каскада. Благодаря наличию резисторов R27 и R29, на базах транзисторов Q5 и Q6 постепенно нарастают напряжения начальных смещений. Оба транзистора начинают открываться, это вызывает протекание увеличивающихся токов через вторичную обмотку W4 согласующего трансформатора Т2. Токи имеют встречную направленность. Причиной появления первого из токов является открывание Q5, этот ток протекает по цепи: положительная обкладка конденсатора C10 – коллектор-эмиттер Q5 – обмотка W4 трансформатора T2 – конденсатор C15 – первичная обмотка T4 – первичная обмотка T3 – отрицательная обкладка конденсатора C11. В контур протекания тока, вызванного открыванием транзистора Q6, входят следующие элементы: положительная обкладка конденсатора C11 – первичные обмотки трансформаторов T3 и T4 – конденсатор C15 – обмотка W4 трансформатора T2 – коллектор-эмиттер Q6. В каждом контуре протекания токов присутствуют одноименные элементы. Но токи двигаются по ним в противоположных направлениях. Силовые транзисторы имеют технологические разбросы параметров, поэтому токи не могут полностью компенсировать друг друга. Один из них обязательно будет преобладающим. В общем случае таким током может быть любой из двух. Но для определенности описания предположим, что большую величину имеет ток, протекающий через транзистор Q6, поэтому потенциал на нижнем по схеме выводе обмотки W4 трансформатора T2 будет немного выше, чем на ее верхнем выводе. Преобладающий ток протекает от нижнего вывода к верхнему. Вторичные обмотки трансформатора T2 имеют между собой магнитную связь. Током, протекающим через обмотку W4 трансформатора Т2, наводится ЭДС в обмотках W3 и W5. Обмотки W3 и W5 подключены в схему таким образом, что напряжения ЭДС, приложенные к элементам базовых цепей силовых транзисторов в них, будут иметь противоположные знаки. На выводе обмотки W5, подключенном к аноду диода D15, напряжение будет положительным. На аналогичном выводе диода D14 приложенная в это же время ЭДС будет отрицательной. ЭДС обмоток W4 и W5 с учетом знака напряжения будут складываться с потенциалами начального смещения транзисторов Q5 и Q6, образующихся благодаря резисторам R27 и R29. Отрицательное напряжение обмотки W3, складываясь с базовым потенциалом транзистора Q5, будет уменьшать положительное напряжение, что приведет к закрыванию этого транзистора. Возрастающее же положительное напряжение на обмотке W5 будет только увеличивать уровень начального смещения на базе Q6. Этот процесс развивается очень быстро и, в итоге, вызывает полное открывание транзистора Q6. В нашем случае происходит быстрое открывание Q6 и запирание Q5. При полном открывании транзистора Q6 ток, протекающий через первичную обмотку T4, резко возрастает, создавая нарастающий магнитный поток в его сердечнике. На вторичных обмотках T4 наводятся ЭДС, знаки которых определяются в соответствии с подключением обмоток. Все выпрямительные схемы вторичных цепей являются двухполупериодными, поэтому на выходах каждой из них обязательно появятся импульсы напряжений. Полярность выходных напряжений определяется схемой подключения выпрямительных диодов к вторичным обмоткам трансформатора T4. Вывод IC1/12 микросхемы ШИМ преобразователя через резистор R31 и диод D18 подключается к выходу выпрямителя канала +12 В. Катоды сборки SBD2 соединены, на них возникает импульс положительной полярности, который сглаживается RC фильтром и в виде плавно нарастающего уровня напряжения попадает на IC1/12. Уровень напряжения и первичная мощность импульса достаточны для того, чтобы произвести запуск микросхемы IC1 и поддержать работу транзисторов промежуточного усилителя на согласующий трансформатор. Транзисторы промежуточного усилителя переключаются под воздействием импульсов управления, поступающих от IC1/8,11. Параметры обмоток согласующего трансформатора Т2 выбраны таким образом, чтобы при минимальном уровне напряжения на усилительном каскаде напряжения на обмотках W5, W3 оказались бы достаточными для поочередного открывания силовых транзисторов. Как только начинается периодическая коммутация транзисторов Q5 и Q6, напряжения на вторичных обмотках T4 достигают номинальных значений и устойчиво поддерживаются. Уровень напряжения на IC1/12 также стабилизируется. Далее система переходит в режим автоподстройки выходных уровней вторичных напряжений по сигналу датчика значения напряжения канала +5 В, выполненного на резисторе R13. Активная роль обмотки W4 трансформатора T2 заканчивается в период стабилизации колебаний в силовом каскаде. В рабочем цикле через нее протекает ток того же направления и величины, что и через первичную обмотку силового трансформатора T4.
Силовые каскады блоков питания для персональных компьютеров строятся по схеме полумостового преобразователя. В классическую схему полумостового преобразователя могут вводиться различные дополнения, обусловленные стремлением разработчиков совместить выполнение различных функций в одной группе элементов. В данном случае первостепенное значение имеет обеспечение начального запуска микросхемы ШИМ управления. В варианте построения силового каскада, осуществляющего начальный запуск, предлагаются модификации базовых цепей транзисторов импульсного усилителя мощности. На рис. 3.10 представлен фрагмент схемы силового каскада, демонстрирующий способ подачи смещения на базы транзисторов от отдельного диодного выпрямителя.
Позиционные обозначения элементов на схеме индивидуальны и действительны только для компонентов, приведенных на рис. 3.10. Схема не содержит полного типового набора компонентов, входящих в состав импульсных усилителей мощности. Представленные элементы предназначены для демонстрации особенностей подобного каскада.
Электропитание силового каскада блока питания производится от выпрямленного напряжения первичной сети. Сетевой выпрямитель для усилителя мощности собран на диодах D1 – D4. Выпрямленное напряжение подается только на соединенные последовательно транзисторы Q1 и Q2 и электролитические конденсаторы фильтра C2 и C3. Смещение на базы транзисторов подается с помощью резистивных делителей. На базу транзистора Q1 напряжение поступает от делителя напряжения, образованного резисторами R3 и R4. Аналогичная цепь для транзистора Q2 сформирована элементами R5 и R6. Резисторы R1 и R7, R2 и R8, установленные в базовых цепях транзисторов, ограничивают ток через переходы база-эмиттер транзисторов Q1 и Q2 соответственно. Для обеспечения подачи питания на делители смещения в схему введен отдельный однополупериодный выпрямитель, включающий в себя диод D5 и конденсатор C1. Резисторы, использованные в делителях, имеют большое сопротивление, ток разряда конденсатора составляет единицы миллиампер, поэтому его номинал может иметь относительно небольшое значение. Например, конденсатор C1 керамический, емкостью 2200 пФ. Согласующий трансформатор T2 содержит три вторичные обмотки, две из них подключены к базовым цепям силовых транзисторов Q1 и Q2. Третья используется для формирования импульса для питания схемы ШИМ преобразователя на начальной стадии подключения схемы к первичной сети. Эта обмотка включена между эмиттером транзистора Q1 и первичной обмоткой силового импульсного трансформатора T1. На схеме показана только одна вторичная обмотка трансформатора T1, хотя их может быть и несколько. Средняя точка вторичной обмотки соединена с общим проводом вторичной цепи. К этой единственной обмотке подключены два диода D6 и D7, образующие двухполупериодный выпрямитель. Выход выпрямителя нагружен на фильтр вторичного канала +12 В, не показанный на рис. 3.10 и сглаживающий фильтр цепи питания микросхемы ШИМ преобразователя и промежуточного усилителя. Нагрузкой промежуточного усилителя является первичная обмотка трансформатора T2, к средней точке которого также подводится напряжение от цепи питания ШИМ микросхемы. Такая компоновка и назначение элементов в базовых цепях транзисторов Q1 и Q2 практически повторяют структуру такого же узла схемы, приведенную на рис. 3.2. Главное отличие схемы, показанной на рис. 3.10, от других заключается в способе подачи постоянного напряжения на резистивные делители напряжения, подключенные к базовым цепям силовых транзисторов. Принципы же получения импульса напряжения для начального питания узла ШИМ полностью идентичны. Номиналы конденсаторов, представленных на схеме, приведенной на рис. 3.10, имеют одинаковые значения с элементами установленными в аналогичных позициях базовой схемы. Максимальное рабочее напряжение конденсаторов C2 и C3 не превышает 200 В, номиналы резисторов имеют следующие значения: R1 и R2 = 2,2 Ом, R3 и R5 = 150 кОм, R4 и R6 = 2,7 кОм, R7 и R8 = 39 Ом, R9 = 22 Ом, R10 = 1,5 кОм.
Варианты начального запуска каскадов ШИМ преобразователя не ограничиваются схемами, использующими особую конструкцию согласующего трансформатора для этих целей. Существуют схемы, в которых применяется дополнительный маломощный трансформатор. Фрагмент одной из таких схем представлен на рис. 3.11.
Дополнительный трансформатор Т1 – это малогабаритный трансформатор, рассчитанный на работу в первичной сети переменного тока с частотой 50 Гц. К его вторичной обмотке подключен двухполупериодный выпрямитель на диодах D5 – D8. Напряжение с выхода выпрямителя фильтруется конденсатором C4 и подается на среднюю точку согласующего трансформатора T3, вывод питания микросхемы ШИМ преобразователя TL494/12. Отрицательный полюс выпрямителя на диодах D5 – D8 соединен с общим проводом вторичной цепи. При включении питания сетевое напряжение выпрямляется и подается на силовой каскад, в конструкции которого не предусмотрено никаких элементов, обеспечивающих формирование импульса для начальной запитки ШИМ микросхемы. Структура базовых цепей усилителя мощности является типичной для каскадов, работа которых регулируется только внешними сигналами. То есть каскад функционирует исключительно в режиме внешнего возбуждения. Сигналы управления усилителем поступают через согласующий трансформатор T3 от ШИМ преобразователя. Начальное питание на ШИМ микросхему и весь каскад промежуточного усилителя поступает от выпрямителя на D5 – D8. Это напряжение появляется на элементах каскада ШИМ преобразователя также после подключения блока питания к сети. После запуска преобразователя на вторичной обмотке силового импульсного трансформатора T2 появляется переменное импульсное напряжение, которое выпрямляется диодами D9, D10 и фильтруется конденсатором C7. Параметры трансформатора T1 выбраны так, что напряжение на выходе выпрямителя на диодах D9 и D10 превышает потенциал, установившийся на выходе выпрямителя на диодах D5 – D8. Выходы выпрямителей на D5 – D8 и D9, D10 соединены между собой через диод D13. Анод D13 подключен к катодам диодов D9 и D10. Напряжение от выпрямителя вторичного канала +12 В подается в цепь питания микросхемы ШИМ преобразователя и промежуточного усилительного каскада. Так как напряжение на выходе выпрямителя вторичного канала +12 В выше положительного потенциала в точке соединения диодов D7 и D8, то диоды D5 – D8 получают обратное смещение и исключаются из работы в схеме. В дальнейшем электропитание поступает на все элементы ШИМ преобразователя от вторичной обмотки трансформатора T2. Трансформатор Т1 используется только
Силовые каскады с дополнительной вторичной обмоткой согласующего трансформатора обязательно содержат резисторы для подачи положительного смещения в базовые цепи усилительных транзисторов. Смещение может быть подано одним резистором, включенным между базой и коллектором транзистора, или с помощью делителя, как это сделано, например, на рис. 3.10. Нижний по схеме резистор делителя может подключаться непосредственно к базовому выводу транзистора или через резистор с типовым номиналом 2,2 Ом. Такая конструкция применяется только в схемах, где начальное питание на ШИМ преобразователь подается после генерации импульса каскадом импульсного усилителя мощности.
В базовых цепях силовых транзисторов по схеме, приведенной на рис. 3.2, установлены резисторы R27 и R29, которые подают положительное смещение на базы Q5 и Q6. Наличие этих резисторов позволяет запустить процесс, который приводит к генерации импульса начального питания ШИМ каскада. Электролитические конденсаторы C13 и C14 используют в качестве форсирующих при открывании и закрывании транзисторов Q5 и Q6. В установившемся режиме элементы базовых цепей выполняют функции, полностью аналогичные подробно рассмотренным в главе 2 применительно к идентичному узлу силового каскада.
Варианты схем базовых цепей для силовых транзисторов усилителей мощности каскадов, работающих только от сигналов внешнего возбуждения, представлены на рис. 3.12.
Каждый вариант схемотехнического исполнения базовых цепей предполагает наличие токозадающих резисторов, включенных между вторичными обмотками согласующего трансформатора и базовыми выводами силовых транзисторов. Позиционные обозначения элементов всех вариантов одинаковы. Резисторы рассчитаны на равную для всех максимальную мощность, которая составляет 0,25 Вт. Номиналы резисторов R1 и R2 могут иметь значения от 2,2 до 4,7 Ом. Естественно, что такой диапазон определяется наличием разных фирм-производителей источников. В конкретном изделии элементы каждой из базовой цепи должны быть полностью идентичны. Коммутация силовых транзисторов в этих схемах производится сигналами внешнего задающего генератора, питание на который поступает от отдельного маломощного источника. В этом случае нет необходимости формировать импульсы начального запуска схемы с помощью дополнительной обмотки в согласующем трансформаторе. В конструкции согласующего трансформатора применяются только сигнальные обмотки. Резисторы, подающие положительное смещение от первичного источника в базовые цепи силовых транзисторов, здесь также отсутствуют. Конфигурации первичных обмоток согласующего трансформатора определяются структурой транзисторных цепей выходного каскада промежуточного усилителя. Их возможные варианты были приведены на рис. 3.5, 3.7, 3.8.
На рис. 3.12б базовые цепи транзисторов содержат только резистивные элементы. Скорость открывания силовых транзисторов определяется лишь динамическими свойствами самих транзисторов. Здесь никаких специальных мер для ускорения процессов коммутации силовых элементов не предусмотрено. В схеме, приведенной на рис. 3.12а, параллельно резисторам R1 и R2 подключено по конденсатору. Конденсаторы могут быть как керамическими, так и электролитическими. Конденсаторы используются как элементы, ускоряющие открывание силовых транзисторов в момент появления фронта положительного импульса. В начальный момент времени пока конденсатор не перезарядился, через него протекает максимальный ток. Переход транзисторов в насыщение происходит с увеличенной скоростью по сравнению со схемами, выполненными без конденсатора. Фронт импульса, формируемого силовым транзистором, получается крутым. Динамические потери при включении транзистора снижаются, и улучшается тепловой режим его работы. По мере заряда конденсатора протекание тока через него снижается, основной же ток поступает в базу через резисторы, включенные между вторичной обмоткой согласующего трансформатора и базой транзистора. Когда на вторичной обмотке возникает спад открывающего импульса, то оказывается, что к базе транзистора приложены запирающие напряжения заряженного конденсатора и обмотки. Происходит быстрое закрывание транзистора, благодаря ускоренному рассасыванию избыточных положительных зарядов, накопленных в базе. На рис. 3.12в представлен еще один вариант ускорения коммутации силовых транзисторов. Вместо конденсаторов для этой цели применены ускоряющие диоды D1 и D2. Используемые диоды должны обладать хорошими скоростными характеристиками для работы с импульсными сигналами. Время восстановления их обратного сопротивления должно составлять несколько наносекунд. В течении действия открывающегося импульса на базе каждого из транзисторов диоды имеют обратное смещение, поэтому они не проводят ток и не оказывают эффективного влияния на процесс открывания транзисторов. Наличие диодов сказывается, когда на вторичных обмотках появляются спады положительных импульсов и транзисторы начинают закрываться. Резкий спад импульса приводит к быстрому открыванию диода, который в проводящем состоянии имеет сопротивление меньшее, чем резистор, параллельно которому он включен. Происходит резкое изменение направления течения тока. Скорость нарастания тока, вытекающего из базы, увеличивается очень быстро. Также быстро транзистор закрывается, избыточные носители в базе рассасываются лавинообразно. Переход транзистора в закрытое состояние протекает с большой скоростью, длительность фронта или спада получается минимальной. В этом случае так же, как и в предыдущем, благодаря введению дополнительных элементов, ускоряющих коммутацию силовых транзисторов, снижаются динамические потери во время переходных процессов при переключении транзисторов.
Общим для всех вариантов каскадов усилителей мощности импульсных преобразователей является способ включения силового трансформатора. Первичная обмотка трансформатора T4 по схеме, показанной на рис. 3.2, включена в диагональ моста силового каскада. Подключение произведено через раз делительный конденсатор C15, устраняющий возможность подмагничивания сердечника трансформатора T4 постоянным током. Параллельно первичной обмотке T4 подсоединена RC цепь на элементах C16 и R32. Снижая общую добротность резонансного контура, в состав которого входит первичная обмотка T4, эти элементы способствуют понижению уровня выбросов и паразитных колебаний, возникающих в моменты переключения силовых транзисторов Q5 и Q6.
Режим работы силовых транзисторов пропорционально зависит от величины нагрузки, подключенной к выходам вторичных цепей источника питания. По мере увеличения нагрузки возрастает импульсный ток, протекающий через транзисторы Q5 и Q6. Также возрастает время нахождения каждого из этих транзисторов в активном состоянии. Для наблюдения формы импульсного напряжения, формируемого транзисторным преобразователем, выберем точку соединения первичной обмотки трансформатора T4 и конденсатора C15. Если измерения производить с помощью осциллографа относительно эмиттера Q6, то форма напряжения в выбранной контрольной точке будет соответствовать диаграммам, представленным на рис. 2.13а – 2.13 в. Изменение вида диаграммы напряжения будет происходить по мере возрастания суммарной нагрузки по всем вторичным каналам напряжений. Повышение нагрузки будет сопровождаться увеличением импульсного тока через транзисторы Q5 и Q6, снижением длительности паузы между импульсами положительной и отрицательной полярностей, а также появлением отчетливых очертаний этих импульсов. При правильной работе схемы управления и усилителя мощности импульсы имеют одинаковую длительность. Полный размах импульсного сигнала равен величине выпрямленного сетевого напряжения, то есть ~310 В. Амплитуда импульсов составляет половину этого значения. Пауза между импульсами фиксируется также на уровне, соответствующем половине напряжения питания силового каскада.3.4.3. Вторичные цепи источника питания
Выпрямленное, отфильтрованное и стабилизированное напряжение подается в нагрузку с выхода вторичных цепей источника питания. В импульсных источниках для ПЭВМ класса XT/AT во вторичной цепи формируются четыре номинала постоянных напряжений и особый служебный сигнал «питание в норме». Оригинальное наименование этого сигнала – POWERGOOD или сокращенно PG. Значения вторичных напряжений и допустимые уровни их возможных отклонений от номиналов приведены в разделе 3.1. Вторичные каналы обладают различной токовой нагрузочной способностью. Самая большая нагрузка падает на вторичный канал напряжения +5 В. Максимально возможный ток по этому каналу зависит от общей габаритной мощности источника питания. Типовые градации мощности и соответствующее им распределение токовой нагрузки по вторичным каналам источника питания также отражены в разделе 3.1.
Силовой трансформатор T4 источника, выполненного по принципиальной схеме (см. рис. 3.2), имеет две вторичные обмотки. Каждая полная вторичная обмотка состоит из двух полуобмоток. Точка их соединения подключена к общему проводу вторичной цепи питания. Одна вторичная обмотка используется для получения напряжений +5 и -5 В, вторая является источником напряжения для каналов +12 и -12 В.
Вторичные обмотки силового трансформатора T4 нагружены на двухполупериодные диодные выпрямители. Импульсные источники питания компьютеров всех модификаций во вторичных цепях используют двухполупериодные выпрямительные схемы. Такое решение обеспечивает симметричное распределение нагрузки обоих транзисторов усилителя мощности. Работа транзисторов в идентичных режимах исключает развитие неконтролируемых процессов, возникающих вследствие разбаланса нагрузки с постепенным разрушением структуры сначала одного транзистора, а затем и другого. Каждый выпрямитель выполнен по однотипной схеме на основе пары диодов, соединенных с выводами вторичных обмоток. Диоды выпрямительных схем с положительными выходными напряжениями подключены к обмоткам своими анодами, а диоды выпрямительных схем для каналов с отрицательными уровнями напряжений – к выводам обмоток катодными выводами. Двухполупериодные схемы выпрямления на своем выходе формируют импульсные последовательности, в которых частота импульсов равна удвоенной частоте коммутации каждого из силовых транзисторов Q5 и Q6. Такой метод построения выпрямителя облегчает задачу фильтрации вторичных напряжений, а также способствует более равномерной подаче энергии в цепи нагрузки. Схема фильтрации импульсного напряжения каждого канала в данном варианте исполнения источника питания содержит только пассивные индуктивные и емкостные элементы. Обмотки дросселя L1 намотаны на общем магнитопроводе. Этим обеспечивается магнитная связь электромагнитных потоков, вызываемых токами, протекающими по каждой цепи вторичных напряжений. Обмотка дросселя L1 в цепи фильтрации напряжения +5 В является единственным индуктивным элементом в данном канале. В остальных цепях вторичных каналов напряжений включено по отдельному дополнительному дросселю. Канал +5 В также содержит наибольшее число электролитических конденсаторов, установленных на выходе этой цепи. Резисторы R39 – R41, подключенные по выходам каждого вторичного канала, обеспечивают возможность работы импульсного преобразователя без обязательного подключения внешней нагрузки. Резисторы создают контур разряда выходных фильтрующих конденсаторов, исключая возрастание выходных напряжений до амплитудных уровней импульсов, поступающих от выпрямительных элементов. Максимальное рабочее напряжение конденсаторов, установленных в фильтрах вторичных каналов, не превышает 25 В. Амплитуда импульсов может быть выше этого предельного уровня. В отсутствие резисторов может происходить заряд выходных конденсаторов до уровня, превышающего предельный, что в итоге приведет к их повреждению. Номиналы балансных резисторов, устанавливаемых параллельно выходным фильтрующим конденсаторам, выбираются так, чтобы обеспечивать нагрузочный ток по каналу на уровне ~50 мА.
Основные требования к технической реализации выпрямительных схем с точки зрения выбора элементной базы и принципов их функционирования подробно описаны в главе 2. Там же рассмотрен принцип групповой стабилизации выходных вторичных напряжений с помощью дросселей, выполненных на едином магнитопроводе. В данном разделе в основном будут рассмотрены реализованные на практике вторичные цепи импульсных источников питания.
В предельных режимах эксплуатации источника питания токовая нагрузка по каналу +5 В имеет значение в десятки ампер. На выпрямительных элементах в этом случае происходит выделение значительной тепловой мощности. Для повышения общего КПД источника и улучшения работы его теплового режима в импульсных преобразователях применяются матрицы на основе диодов Шоттки. Эти диоды обладают улучшенными импульсными рабочими характеристиками, что способствует снижению временного интервала нахождения обоих выпрямительных диодов в проводящем состоянии во время изменения полярности импульсного напряжения. Прямое падение напряжения на них не выше 0,6 В. Параллельно каждому из диодов в сборке SBD1 подключены демпфирующие RC цепочки, снижающие уровень паразитных колебаний, возникающих на фронтах импульсов. К выводам обмоток W4 и W5 трансформатора подключен пропорционально-интегрирующий фильтр на элементах R33 и C21. В схеме выпрямителей каналов +12 и -12 В применяются обычные диоды с улучшенными импульсными характеристиками. С помощью пропорционально интегрирующего фильтра R33, C21 происходит «затягивание» фронтов импульсов и создаются более благоприятные условия для переключения диодов как в сборке SBD2, так и диодов D21 и D22. В течение увеличенного фронта импульса происходит восстановление полного обратного сопротивления диодов.
К выходу стабилизированного напряжения +12 В подключен вентилятор блока питания, используемый для охлаждения металлических радиаторов, на которых установлены силовые транзисторы Q5, Q6 и диодные сборки выпрямителей SBD1 и SBD2. На общем радиаторе могут устанавливаться элементы с различными напряжениями на корпусе. Поэтому все компоненты крепятся на радиаторах через электроизолирующие теплопроводящие прокладки. Для улучшения теплового контакта с радиатором дополнительно применяется теплопроводящая паста, изготовленная на основе кремнийорганических соединений.
С точки соединения катодов диодов сборки SBD2, выхода выпрямителя канала +12 В, снимается импульсное напряжение и через диод D18 подается на емкостной фильтр на элементах C17, C18 и R31. Выход этого фильтра соединяется с выводом IC1/12 внутреннего питания микросхемы ШИМ преобразователя.
Представленное техническое решение (см. рис. 3.2) реализации вторичных цепей импульсных источников питания не является единственным. Разнообразие наблюдается в выполнении схем выпрямителей и в использовании дополнительных интегральных стабилизаторов для поддержания постоянного уровня напряжения в каналах с наименьшей токовой нагрузкой. Наиболее часто дополнительные стабилизаторы устанавливаются в канале -5 В.
На рис. 3.13 представлен первый вариант принципиальной схемы вторичной цепи импульсного источника питания. Схема имеет ряд особенностей по сравнению с рассмотренной выше. Вторичная цепь также содержит две вторичные обмотки W1 и W2 трансформатора Т. Средняя точка каждой из них соединена с общим проводом вторичной цепи. Обмотка W1 полностью используется только для формирования напряжения +5 В. Остальные вторичные напряжения получают после выпрямления и преобразования исходного импульсного напряжения обмотки W2. Причем фильтрация отрицательных напряжений производится общей цепью Г-образного индуктивно-емкостного фильтра на L1, L3, C7. Для обеспечения групповой стабилизации вторичных напряжений в схему фильтра введен дроссель L1, который содержит три обмотки, намотанные в одном направлении на общем магнитопроводе. Две обмотки дросселя L1 включены в цепи фильтрации напряжений +5 и +12 В, третья – в цепь сглаживающего фильтра отрицательных напряжений.