Импульсные блоки питания для IBM PC
Шрифт:
Таблица 2.3. Функциональное назначение выводов микросхемы TL494CN
Функциональная схема интегрального ШИМ преобразователя типа TL494 изображена на рис. 2.7.
Рис. 2.7. Функциональная схема интегрального ШИМ преобразователя типа TL494
Элементы, изображенные на функциональной схеме, имеют следующие наименования и назначение:
• на элементах, входящих в состав узла под общим названием «Генератор», собран основной каскад генератора пилообразного напряжения, временные характеристики колебаний которого задаются внешними элементами, подключаемыми к выводам 5 и 6;
• источник опорного напряжения предназначен для формирования стабильного напряжения с номинальным значением +5 В, используемого для работы каскадов сравнения и выработки напряжения ошибки. Точность источника опорного напряжения находится в пределах ±5 %;
• элемент DA1 – компаратор «мертвой зоны», временного интервала между выходными импульсами;
• элемент DA2 – компаратор сравнения сигналов рассогласования и пилообразного напряжения – ШИМ компаратор;
• операционные усилители DA3 и DA4 – схемы выработки сигналов рассогласования;
• элементы с номерами DD1 – DD6 относятся к технике цифровой автоматики и выполняют логическую обработку сигнала, поступающего от ШИМ компаратора DA2;
• два транзистора VT1 и VT2 используются для построения усилителей уровня и мощности выходных импульсных последовательностей. Выводы коллекторов и эмиттеров этих транзисторов оставлены ненагруженными для расширения возможностей по их подключению к последующим каскадам.
Операционные усилители сигнала ошибки имеют рабочий диапазон входных напряжений от -0,3 до 2 В. Последнее (наибольшее) значение соответствует Uп – напряжению питания микросхемы. На входе компаратора «мертвой зоны» технологически установлено смещение, обеспечивающее гарантированное наличие минимальной паузы между импульсами управления. Рабочее напряжение питания на микросхеме в диапазоне от 7 до 40 В может быть установлено произвольным. Предельное значение напряжения питания микросхемы и уровень напряжения на коллекторах выходных транзисторов составляет 41 В. Максимальное значение тока коллектора Iк max равно 250 мА, рекомендованный рабочий ток – 200 мА.
Рабочий диапазон частот генератора пилообразного напряжения составляет от 1 до 300 кГц. Конденсатор, подключаемый к выводу 5 микросхемы IC1, может иметь любое значение номинала от 470 пФ до 10 мкФ, резисторы для установки во времязадающей цепи – в пределах 1,8-500 кОм.
Температурный диапазон работы микросхемы типа TL494CN составляет 0-70 °C.
С момента подачи напряжения питания на вывод 12 относительно вывода 7 ШИМ регулятор начинает формирование на выходных контактах (выводы коллекторов и эмиттеров транзисторов VT1 и VT2) импульсных сигналов. Формально для получения на этих выводах последовательностей импульсов никаких сигналов обратной связи не требуется. Но к микросхеме должны быть подключены пассивные элементы, задающие параметры работы генератора и обеспечивающие смещения на входах операционных усилителей. Для наблюдения импульсов на выводах выходных транзисторов в схеме должны быть установлены дополнительные нагрузочные резисторы, определяющие схему их включения.
Рассмотрим схему включения ШИМ преобразователя в системе управления импульсным источником питания, пользуясь обозначениями на принципиальной схеме, приведенными на рис. 2.2, и функциональной схемы – на рис. 2.7.
При подаче напряжения питания на вход импульсного источника на транзисторе Q3 включается автогенераторный вспомогательный источник, который формирует на своих вторичных обмотках два напряжения. Первое предназначено для запитки стабилизатора канала дежурного режима, а второе – для подачи питающего постоянного напряжения на микросхему ШИМ стабилизатора. Обмотка трансформатора T6, с которой снимаются напряжения для питания IC1 и стабилизатора канала дежурного режима (+5VSB), включена во вторичную цепь источника питания. Это означает, что общие проводники этих цепей объединены между собой. Таким образом, питание ШИМ преобразователя производится напряжением, гальванически развязанным от первичной сети питания. Напряжение, подаваемое на вывод 12 микросхемы IC1 от выпрямителя на D9, нестабилизированно и служит для начального запуска этой микросхемы. В зависимости от величины нагрузки канала дежурного режима +5VSB уровень напряжения на вторичной обмотке трансформатора T6, а, следовательно, и питания на IC1/12, будет изменяться в некоторых пределах.
Для формирования пилообразного напряжения внутренним генератором микросхемы IC1 между ее выводом 6 и общим проводом вторичного напряжения подключен резистор R29 с номинальным значением сопротивления 12 кОм, а между общим проводом и выводом IC1/5 включен конденсатор C18 емкостью 1500 пФ. Согласно сервисной документации на микросхему TL494, расчет частоты генерации, применительно к элементам данной принципиальной схемы, может быть произведен по следующей формуле:
При указанных значениях элементов RC цепочки, частота работы генератора составляет ~55,5 кГц. Внутренний генератор формирует сигнал с нарастающим напряжением, форма которого представлена на верхней
Пилообразное напряжение подается на инвертирующие входы компаратора «мертвой зоны» – элемент DA1 и ШИМ компаратора – элемента DA2. Ко второму входу компаратора подключен внутренний источник начального смещения, величина которого задана и составляет 100 мВ. На диаграмме 1 рис. 2.8 наличие этого источника условно изображено прямой линией, пересекающей «зубцы» пилообразного напряжения. Компаратор является пороговым устройством, поэтому на его выходе формируется сигнал, значения которого принимают только два состояния. Если на инвертирующем входе напряжение превышает уровень напряжения на неинвертирующем, то на выходе компаратора устанавливается низкое напряжение, в данном случае нулевое. И наоборот, если величина напряжения на инвертирующем входе меньше, чем на неинвертирующем, то на выходе напряжение принимает значение высокого уровня, близкого к уровню питания. В нашем случае, когда напряжение начального смещения на неинвертирующем входе компаратора DA1 больше напряжения пилообразного генератора, поданного на второй вход, выходное напряжение (диаграмма 2 на рис. 2.8) имеет высокий уровень. Ко входу IC1/4 подключены дискретные элементы каскадов только с положительным напряжением питания. Смещение на неинвертирующем входе DA1 на величину 100 мВ является минимальным, и приращение напряжения на IC1/4 может только увеличить его. Поэтому можно сделать вывод о том, что длительность импульсов, формируемых на выходе DA1, при данном начальном смещении имеет минимальное значение и с повышением напряжения на выводе IC1/4 длительность импульсов положительной полярности будет только увеличиваться. Какое влияние это свойство оказывает на работу всей схемы управления, будет рассмотрено ниже.
Периодическая последовательность импульсов с выхода компаратора DA1 поступает на цифровой логический элемент типа ИЛИ – DD1. Частота следования импульсов определяется временными характеристиками пилообразного напряжения.
Усилитель ошибки на элементе DA3 проводит сравнение напряжения обратной связи и опорного напряжения, уровень последнего определяется соотношением резисторов R23 и R24, подключенных между выводом IC1/14 и общим проводом. Внутренний каскад схемы IC1 формирует на выводе IC1/14 стабильное напряжение с номинальным значением +5 В. Резисторы R23 и R24 образуют делитель напряжения, средняя точка которого подключена через вывод IC1/2 к инвертирующему входу операционного усилителя DA3. На неинвертирующий вход DA3 через два резистора R46 и R47 поступает напряжение от выходов вторичных каналов напряжения со значениями +5 В и +12 В соответственно. Вход IC1/1 через параллельно соединенные резисторы R25 и R26 подключен к общему проводу вторичного питания. Величины сопротивлений резисторов R25, R26, R46 и R47, образующих делитель, подобраны таким образом, что при номинальных значениях выходных вторичных напряжений на выводе IC1/1 устанавливается напряжение чуть ниже значения +2,5 В. Этим создано некоторое начальное дифференциальное смещение на входах DA3. Усилитель DA3 работает в линейном режиме, параметры усиления определяются внутренней схемотехникой этого каскада. Питание DA3 осуществляется только от внутреннего источника с положительным значением напряжения. Следовательно, изменение выходного напряжения на DA3 может происходить только в положительной области. Для выполнения этого условия напряжение на выводе IC1/1 не должно превышать +2,5 В. Превышение этого порога приведет к тому, что на выходе DA3 установится напряжение с нулевым значением. Далее будем предполагать, что этого не происходит, и схема работает в некотором заданном для зоны регулировки диапазоне.
Итак, на входе IC1/2 – напряжение постоянное, а на вход IC1/1 поступает напряжение обратной связи, которое имеет отклонение, определяемое поведением нагрузки. На выходе усилителя DA3 формируется сигнал рассогласования, или ошибки, точность которого определяется параметрами стабильности внутреннего источника опорного напряжения микросхемы IC1. Понятно, что все его отклонения от номинала будут передаваться на IC1/2. Выход DA3 подключен к неинвертирующему входу ШИМ компаратора – DA2, на второй его вход подается пилообразное напряжение от генератора. Формы различных сигналов на входах DA2 показаны на диаграмме 3, приведенной на рис. 2.8. Линией, пересекающей «пилу», изображено напряжение на неинвертирующем входе DA2. Внешний вид результирующего сигнала на выходе DA2 представлен на диаграмме 4 (см. рис. 2.8). Видно, что импульсы положительной полярности формируются здесь в том случае, когда уровень напряжения, поданного с выхода DA3, превышает уровень линейно нарастающего напряжения на инвертирующем входе DA2. На диаграмме 4 показано, как происходит изменение длительности положительных импульсов и соответственно паузы между ними в зависимости от формы напряжения на выходе DA3. Длительность положительного импульса увеличивается по мере возрастания уровня на выходе DA3, то есть продолжительность импульса прямо пропорциональна уровню напряжения на выходе усилителя рассогласования. Последовательность импульсов подается на второй вход цифрового элемента DD1, на первый вход которого поступает импульсный сигнал с выхода DA1 – компаратора «мертвой зоны».
Элементы микросхемы IC1, работа которых описана выше, входят в аналоговую часть обработки и формирования сигналов. Необходимо отметить, что компараторы занимают здесь пограничное положение. Получая по входам аналоговые сигналы, на выходах они формируют двухуровневый сигнал. Компоненты же с буквенным обозначением DD относятся к элементам исключительно цифровой автоматики, работающими с дискретными сигналами как по входам, так и по выходам. Сигналы имеют только два уровня. В позитивной логике (этой терминологии мы будем придерживаться и далее) логической единицей принято считать значение напряжения, близкое к уровню положительного питания. Уровень логического нуля – низкий уровень, близкий к потенциалу общего провода.
Выходное состояние элемента DD1, логическое ИЛИ, принимает значение логической единицы тогда и только тогда, когда хотя бы на одном (произвольном) из его входов сигнал также имеет высокий логический уровень. Выход считается в состоянии низкого уровня, когда на все входы логического элемента типа ИЛИ подводятся напряжения также низкого уровня.
Вид импульсных сигналов на входах элемента DD1 представлен на диаграммах 2 и 4 (см. рис. 2.8). По времени начало формирования положительных импульсов на обеих диаграммах совпадает, но их длительность больше в последовательности, поступающей с выхода DA3. В данном случае выходной сигнал элемента DD1 будет совпадать с диаграммой 4. Последовательность, полученная на выходе DD1, является базовой для формирования конечного управляющего воздействия на силовые элементы усилителя мощности. Все временные соотношения конечного сигнала уже заложены в этой исходной последовательности. Выход DD1 соединен со счетным входом C динамического триггера – DD2, а также с одним из входов каждого из логических элементов DD5 и DD6.
Состояние выходов динамического триггера изменяется с поступлением положительного фронта импульса на его счетный вход. В этот момент состояние информационного входа, вывод D, «переписывается» (повторяется) на прямой выход триггера – вывод Q. Выход (-Q) всегда имеет состояние противоположное Q.
На функциональной схеме, представленной на рис. 2.7, показано, что динамический триггер DD2 (D-триггер) имеет соединение инверсного выхода с информационным входом – D. Такое подключение триггера устанавливает его в режим деления частоты импульсной последовательности, поступающей на счетный вход, на два. Срабатывание триггера, то есть изменение состояния его парафазных выходов, происходит только в момент поступления на вход C положительного фронта импульса. В это время каждый из его выходов меняет свое состояние на противоположное. Выводы Q и D соединены между собой, поэтому любое изменение состояния выхода Q передается на вход D. В результате каждый фронт, поступающий по входу C, переписывает на выходы измененный уровень входа D. Между приходом двух фронтов состояние выходов триггера сохраняется стабильным, что показано на диаграммах 5 и 6 (см. рис. 2.8). Диаграмма 5 соответствует состоянию прямого выхода триггера – вывод Q, а диаграмма 6 – изменению состояния инверсного выхода – вывод (-Q). Переключение триггера происходит по положительным фронтам последовательности диаграммы 4.
Процесс цифрового деления исходной частоты на два имеет важную особенность: независимо от вида (временных соотношений импульсов и пауз) входного импульсного сигнала, в последовательности, полученной в результате деления, длительности импульсов и пауз будут равны (см. диаграммы 5 и 6 на рис. 2.8).
Выход Q триггера DD2 подключен к одному из входов элемента DD3, а инверсный выход (-Q) – к одному из входов логического элемента DD4. Двухвходовые элементы DD3 и DD4 выполняют функцию логического И. Элементы этого типа формируют на выходных выводах сигналы высокого логического уровня в случае, когда все их входы имеют также высокие уровни. При любой иной комбинации логических уровней на входах элемента И выход его будет оставаться низким. Все входы логического элемента оказывают одинаковое воздействие на формирование выходного сигнала, то есть они равноправны. Если на один из входов постоянно подавать высокий логический уровень, то он окажется разрешающим и не будет воздействовать на прохождение через элемент сигнала со второго входа. Или иначе, все изменения сигнала, установленного на втором входе, будут точно повторяться на выходе.
На рис. 2.7 вывод микросхемы IC1/13 соединен с одним из входов элементов DD3 и DD4 и может быть использован для блокировки импульсных сигналов, поступающих на элементы DD3 и DD4 от выходов триггера DD2. Блокировка осуществляется подачей на этот вывод сигнала низкого логического уровня. В данной принципиальной схеме вывод IC1/13 постоянно соединен с IC1/14 – выходом источника внутреннего опорного напряжения +5 В. Этот потенциал является постоянным разрешением для прохождения последовательностей от выходов триггера на выходы DD3 и DD4. Следовательно, форма напряжения на входах и выходах элементов соответственно DD3 и DD4 будет идентична. В данном случае эти элементы выполняют функции буферных элементов и повторителей.
Последние элементы, установленные в цепи формирования ШИМ сигнала, это двухвходовые элементы DD5 и DD6. По одному входу этих элементов подключено к DD3 и DD4 соответственно, а другая пара входов элементов DD5 и DD6 объединена между собой и подключена к выходу DD1. Элементы DD5 и DD6 используются для исполнения логической функции типа ИЛИ-НЕ. Эти элементы осуществляют логическую операцию, аналогичную DD1, но добавляют еще и отрицание, которое в цифровой технике эквивалентно инвертированию. На выходе логического элемента ИЛИ-НЕ появляется сигнал низкого уровня, когда хотя бы на одном из его входов установлено напряжение высокого уровня. Если у двухвходового элемента ИЛИ (ИЛИ-НЕ) ввести некоторое абстрактное различие между входами и один рассматривать как информационный, а второй – как разрешающий, то можно сделать вывод о том, что для прохождения данных от первого входа на выход элемента на входе разрешения должен быть установлен низкий уровень напряжения. При подаче высокого уровня на вход разрешения информация блокируется, и на выходе постоянно присутствует низкий уровень. Это справедливо для логики работы элемента типа ИЛИ-НЕ.
На входе DD5 действуют сигналы, поступающие от выходов DD1 (см. диаграмму 4 на рис. 2.8) и DD3 (см. диаграмму 5). В результате логического сложения этих входных воздействий с инвертированием на выходе элемента DD5 появляется сигнал, показанный на диаграмме 7. Аналогично на диаграмме 8 представлена форма импульсов, полученных на выходе элемента DD6. Импульсы положительной полярности поступают на выходы DD5 и DD6, когда оба входных сигнала у каждого из этих элементов принимают значение низкого уровня.
Из диаграмм 4, 7 и 8 видно, что на выходах элементов DD5 и DD6 появляются чередующиеся импульсы последовательности диаграммы 4. Рабочими импульсами на диаграмме 4 будем считать временные интервалы, границы которых очерчены спадом и фронтом, то есть начало импульса – это спад положительного напряжения, а его окончание – положительный фронт. Один импульс с выхода DD1 поступает на выход элемента DD5, а входной сигнал на DD6 в этот момент блокирован высоким уровнем, поданным от инвертирующего выхода триггера DD2. Следующий импульс из последовательности на выходе DD1 появляется уже на выходе DD6, а в DD5 он блокируется высоким уровнем, поступающим от прямого выхода триггера DD2. На выходе каждого из логических элементов DD5 и DD6 поочередно появляются импульсы из последовательности, сформированной на выходе DD1.
На выходах DD5 и DD6 формируются две последовательности импульсов. Частота следования импульсов в каждой из них в два раза ниже, чем частота пилообразного напряжения на конденсаторе C11. Импульсы положительной полярности двух последовательностей разнесены во времени, то есть интервалы их действия не пересекаются. Далее каждая последовательность используется для управления своим транзистором полумостового импульсного усилителя мощности. Достаточно важным является вопрос корректного формирования импульсных последовательностей для возбуждения транзисторной схемы усилителя мощности, поэтому необходимо рассмотреть некоторые граничные случаи работы схемы источника питания и реакцию на них элементов микросхемы IC1.
Временное положение импульсов жестко определено формой пилообразного напряжения. Спады импульсов в каждой из последовательностей синхронизированы со спадами линейно нарастающего напряжения, формируемого генератором микросхемы. Временное положение спада не изменяется. Если рассмотреть диаграмму 3, то можно отметить, что положение спада импульса, формируемого ШИМ компаратором (см. диаграмму 4), зависит от текущего соотношения значений напряжения «пилы» и напряжения рассогласования. Понижение уровня напряжения рассогласования на диаграмме 4 вызывает «сдвиг» начала импульса влево. Положение фронта этого импульса, то есть его окончание, жестко определяется моментом спада пилообразного напряжения, следовательно, происходит увеличение его длительности. Частота импульсов не изменяется, а их длительность регулируется выходным уровнем усилителя рассогласования DA3.
В начале описания работы ШИМ преобразователя упоминалось о так называемом компараторе «мертвой зоны» (см. диаграммы 1 и 2). Теперь, когда стал понятен общий механизм работы всей схемы широтно-импульсного модулятора, следует пояснить необходимость его наличия в схемах подобного типа.
На элементе DD1 производится логическое сложение импульсных сигналов от компараторов DA1 и DA2. Ранее было сделано предположение, что положительный импульс компаратора DA2 имеет большую ширину, чем аналогичный выходной импульс от DA1. Однако, если начнется процесс сужения импульса от DA2, то при нулевом уровне сигнала от DA1 в предельном случае на выходе DD1 установится постоянный низкий уровень. Триггер DD2 не сможет проводить коммутацию своих выходов, а на DD5 и DD6 появятся постоянные противоположные логические уровни. При этом остановится процесс коммутации транзисторов силового каскада. Для защиты от возникновения подобной ситуации предназначен компаратор «мертвой зоны». При сужении импульса от DA2 наступает такой момент, когда длительность положительного импульса от DA1 становится определяющей при сложении сигналов, поступающих на входы DD1. Положительный импульс на выходе DD1 не может быть уже выходного импульса компаратора «мертвой зоны». Если проследить поведение цифровой части схемы в этом случае, то будет видно, что в результате преобразований на выходах DD5 и DD6 появятся последовательности положительных импульсов, длительности которых будут совпадать с паузами (логическими нулями) на диаграмме 2. Пауза же между этими импульсами будет равна длительности положительных импульсов на диаграмме 2. Это означает, что узел на компараторе «мертвой зоны» гарантированно обеспечивает появление в выходных каскадах ШИМ преобразователя последовательностей импульсов с заданными интервалами пауз между импульсами. Такой механизм действий позволяет увеличить поступление энергии во вторичную цепь и возобновить процесс ШИМ регулирования с помощью усилителя DA3 и компаратора DA2. Пауза, образованная за счет наличия источника 100 мВ на входе DA1, позволяет исключить появление сквозных токов в силовых транзисторах усилителя мощности.
Появлением импульсных сигналов на выходах элементов DD5 и DD6 заканчивается логическая обработка сигнала рассогласования и формирование ШИМ последовательностей в преобразователе. Вид этих последовательностей импульсов останется неизменным до их подачи на силовые элементы усилителя мощности. Все каскады, установленные между выходами элементов DD5, DD6 и базовыми цепями транзисторов усилителя мощности, предназначены только для увеличения энергетических характеристик импульсов управления и согласования их уровней.
Внутренние транзисторы VT1 и VT2 микросхемы IC1 используются для первичного усиления управляющих последовательностей импульсов, которые подаются на их базы от элементов DD5 и DD6. Выводы этих транзисторов не имеют внутренних подключений к каким-либо нагрузочным резистивным цепям. Они специально оставлены свободными для применения транзисторов в различных вариантах схем включения. На принципиальной схеме, приведенной на рис. 2.2, показано, что каскад ШИМ регулятора имеет трансформаторную связь с усилителем мощности. Это традиционный подход к формированию цепей согласования низковольтного, относительно маломощного, узла управления и силового высоковольтного каскада. Непосредственное подключение выходных транзисторов микросхемы TL494 к трансформатору согласования используется редко. Обычно применяется каскад промежуточного усиления, построенный на транзисторах типа 2SC945, аналогичный представленному на схеме (см. рис. 2.2). Каскад предназначен для усиления по уровню и мощности импульсных сигналов, подаваемых в базовые цепи транзисторов силового каскада через трансформатор Т2, до уровня, достаточного для запуска полумостового усилителя и коммутации транзисторов Q9 и Q10.
В импульсных блоках питания транзисторы 2SC945 или их функциональные аналоги применяются очень широко независимо от фирмы-производителя изделия. Предельные значения основных технических параметров представленных здесь транзисторов следующие:
• максимальная мощность рассеивания – 250 мВт;
• напряжение коллектор-база – 60 В;
• напряжение коллектор-эмиттер – 50 В;
• напряжение эмиттер-база – 5 В;
• ток коллектора – 100 мА;
• ток базы – 20 мА;
• типовое значение коэффициента усиления в схеме с общим эмиттером – 185–200;
• типовая емкость перехода коллектор-база – 3 пФ;
• типовое значение частоты единичного усиления fт – 250 МГц.
По отечественной классификации они принадлежат к семейству транзисторов высокой частоты и малой мощности.
Согласно схеме на рис. 2.2, выводы IC1/9,10, а соответственно и эмиттеры транзисторов VT1 и VT2 микросхемы TL494, подключены к общему проводу вторичных напряжений. Выводы IC1/8,11 (или коллекторы выходных транзисторов) соединены с проводником питания IC1 через резисторы R13 и R14 соответственно. Такое использование транзисторов соответствует схеме с общим эммитером и предназначено для работы в ключевом режиме. Транзисторы производят инвертирование сигналов, поступающих от элементов DD5 и DD6. Нагрузкой для выходных транзисторов микросхемы является двухтактный каскад на транзисторах Q7 и Q8. Базы транзисторов Q7 и Q8 соединены с коллекторами VT1 и VT2, смещение на них подано через резисторы R32 и R45. На коллекторе транзистора VT1 сформирована импульсная последовательность, показанная на диаграмме 9 (см. рис. 2.8). Вид последовательности на коллекторе VT2 представлен на диаграмме 10.
Транзисторный каскад на Q7 и Q8 с трансформатором Т2 в цепи нагрузки оптимизирован для усиления по мощности импульсных сигналов, поступающих от IC1. Эта особенность использования Q7 и Q8 предъявляет особые требования к выбору структурного построения цепей смещения транзисторов.
Из диаграмм 9 и 10 (см. рис. 2.8), отражающих вид последовательностей импульсов на базах Q7 и Q8, следует, что существуют временные интервалы, когда на базах обоих транзисторов устанавливается высокий потенциал. В эти промежутки оба транзистора открыты. Транзисторы закрываются поочередно. Когда транзистор Q8 закрыт сигналом низкого уровня, поданным от коллектора VT1, транзистор Q7 открыт, и наоборот, в момент закрывания Q7 транзистор Q8 остается открытым.
Эмиттеры транзисторов Q7 и Q8 объединены и через два последовательно соединенных диода D16 и D17 подключены к общему проводу вторичной цепи питания. Параллельно диодам D16 и D17 установлен электролитический конденсатор C20. Благодаря этому на эмиттерах транзисторов Q7 и Q8 уровень напряжения поддерживается постоянным. Значение напряжения на положительной обкладке C20 составляет +1,6 В. В момент поступления закрывающего импульса на базу одного из транзисторов Q7 или Q8, соответствующий транзистор из пары VT1 и VT2 находится в состоянии насыщения. В момент закрывания на базы этих транзисторов воздействует напряжение величиной примерно +0,8 В, следовательно, переход база-эмиттер имеет обратное смещение с напряжением примерно -0,8 В. Создаются условия для быстрого и эффективного закрывания транзистора промежуточного усилителя мощности. Скорость закрывания/открывания транзистора определяет длительность фронта импульса, формируемого в его коллекторной цепи. Для того чтобы во время переключения транзистор находился в активной области короткий промежуток времени, длительности фронта и спада импульса должны быть минимальными, а скорость открывания и закрывания транзистора – максимальной. Вид сигналов, поступающих на базы транзисторов Q7 и Q8, представлен на рис. 2.9.
Рис. 2.9. Диаграмма напряжения на базах транзисторов Q7, Q8
Электропитание транзисторного каскада промежуточного усилителя и микросхемы IC1 осуществляется от общего источника напряжения. В коллекторную цепь каждого из транзисторов Q7 и Q8 питание подается через резистор R44, диод D19 и обмотку трансформатора T2. Диоды, установленные между коллектором и эмиттером транзисторов Q7 и Q8, выполняют защитные функции. Они уменьшают амплитуду паразитных колебаний, возникающих в моменты переключения транзисторов при переходных процессов и обусловленных наличием индуктивной нагрузки (обмотки трансформатора Т2). Диаграмма коллекторного напряжения на транзисторах Q7 и Q8 изображена на рис. 2.10.Рис. 2.10. Диаграмма напряжения на коллекторах транзисторов Q7, Q8
На рис. 2.10 представлена диаграмма напряжения на коллекторе одного из транзисторов промежуточного усилителя в произвольный момент времени. Следует учитывать, что на коллекторе второго транзистора формируются аналогичные по виду, но сдвинутые по времени, импульсы. Фрагмент импульсной последовательности в точке подключения катода диода D19 к обмотке трансформатора T2 показан на рис. 2.11.
Рис. 2.11. Фрагмент импульсной последовательности в точке подключения катода D19 к обмотке трансформатора T2
На рис. 2.11 условно сплошными линиями выделены контуры импульсов, которые появляются при коммутации транзистора Q7, а пунктирными – при переключении транзистора Q8.
Диод D19 установлен для снижения влияния импульсного сигнала, возникающего в средней точке первичной обмотки трансформатора T2 на цепь питания микросхемы IC1.
2.4.3. Импульсный усилитель мощности
Каскад усилителя мощности импульсного преобразователя подключен к выпрямителю на диодах D11 – D14. Выпрямленное напряжение первичной сети фильтруется комбинированным фильтром, состоящим из дросселя Т и последовательно соединенных электролитических конденсаторов С5 и С6. Параллельно каждому конденсатору фильтра подключены резисторы R30 и R31 соответственно. Включение резисторов не обязательно, поэтому не все производители источников питания применяют их в своих конструкциях. Резисторы используются для ускоренного разряда емкостей фильтра при выключении источника питания. Конденсаторы C5 и C6 в данном варианте схемы имеют двойное назначение: первое – фильтрация выпрямленного сетевого напряжения питания и второе – работа в составе схемы полумостового усилителя мощности. Эти конденсаторы вместе с силовыми транзисторами Q9 и Q10 образуют схему полного моста, в диагональ которого последовательно с конденсатором C7 включена первичная обмотка силового импульсного трансформатора Т3. Общее описание полумостового усилителя приведено в главе 1. Там же соотношением (1.13) были установлены минимальные требования к емкости конденсаторов полумостовой схемы. В импульсных источниках для персональных компьютеров, как правило, применяется схема включения фильтрующих конденсаторов, аналогичная схеме, приведенной на рис. 2.2. При таком включении допускается применение конденсаторов C5 и C6 с максимальным рабочим напряжением на каждом в 200 В, так как в точке соединения этих конденсаторов устанавливается напряжение близкое к Uп/2. А совмещение их функций позволяет сэкономить два неполярных конденсатора емкостью 0,5–1,0 мкФ и рабочим напряжением не менее 200 В.
Параллельно каждому силовому транзистору Q9 и Q10 установлен защитный диод D23 и D24 соответственно, устраняющий выбросы напряжения в моменты коммутации транзисторов, а также служащий для создания пути частичного возврата энергии, запасенной в силовом импульсном трансформаторе, в источник первичного питания. Наличие конденсатора С7 исключает насыщение сердечника трансформатора T3 при возникновении асимметрии временных интервалов протекания тока через первичную обмотку T3. Конденсатор С7 устраняет постоянную составляющую в цикле перемагничивания сердечника и этим исключает увеличение токовой нагрузки на одном из силовых транзисторов. К первичной обмотке трансформатора T3 подключена демпфирующая RC цепь на элементах R48 и C25. Цепь предназначена для гашения паразитных высокочастотных колебаний, возникающих в моменты переключения транзисторов в контуре,
Усилитель мощности работает под управлением колебаний, сформированных ШИМ регулятором. С помощью трансформатора T2 осуществляется согласование уровней импульсных колебаний его первичной цепи и входом силового каскада. Входная сигнальная цепь усилителя мощности образована вторичными обмотками трансформатора T2 и элементами, установленными между этими обмотками и базами транзисторов Q9 и Q10. Энергетические характеристики импульсных последовательностей управления и параметры трансформатора выбираются на основании оценки:
• усилительных свойств транзисторов силового каскада;
• структуры базовой цепи силового транзистора;
• инерционных свойств транзисторов, примененных в усилителе мощности.
Усилительный каскад (см. рис. 2.2) отличается от источников питания, используемых для компьютеров типа AT и более ранних моделей. Силовой каскад в источниках питания ATX форм-фактора работает исключительно под управлением внешних колебаний, поэтому базовые цепи транзисторов Q9 и Q10 имеют структуру, обеспечивающую только работу в этом режиме. Здесь нет никаких элементов смещения, предусмотренных для начального автозапуска.
Каждая из вторичных сигнальных обмоток трансформатора T2 подключается к соответствующему силовому транзистору между базовой цепью пассивных элементов и эмиттером этого транзистора. Включение вторичных обмоток согласующего трансформатора T2 выбрано таким образом, чтобы обеспечить подачу отпирающих импульсов в базовые цепи транзисторов Q9 и Q10 в противофазе. Микросхемой IC1 сформированы две последовательности, поступающие на двухтактный усилительный каскад на транзисторах Q7 и Q8. Во время коммутации Q7 и Q8 во вторичных обмотках трансформатора T2 наводится ЭДС самоиндукции. В дальнейшем при обсуждении вопроса о прохождении сигналов на вторичных обмотках T2, мы рассмотрим и форму напряжения в точках подключения этих обмоток к анодам диодов D21 и D22. Во время закрывания транзистора Q8 импульс положительной полярности появляется на вторичной обмотке, подсоединенной к базовой цепи транзистора Q9. Соответственно при запирании транзистора Q7 аналогичный сигнал возникает на обмотке, соединенной с базовой цепью Q10. Каждый из транзисторов в паре Q7 и Q8 управляет силовым транзистором. Сигналы управления, то есть импульсы положительной полярности, разнесены во времени и разделены паузами – интервалами «мертвая зона». Вид импульсных сигналов на вторичных обмотках трансформатора T2 и напряжения на базах транзисторов Q9 и Q10 представлен на рис. 2.12. На том же рисунке изображены напряжения на коллекторах Q7 и Q8.
На диаграмме напряжения на рис. 2.12а показан общий вид импульсной последовательности, формируемой на коллекторе транзистора Q8. На рис. 2.12е представлен вид сигналов на базовой обмотке транзистора Q9. Импульсы положительной полярности на этой обмотке образуются во время закрывания транзистора Q8. Форма сигнала непосредственно на базе транзистора Q9 приведена на диаграмме (см. рис. 2.12в). Таким образом, импульсы положительной полярности на всех элементах базовой цепи Q9 синфазны с сигналом на коллекторе транзистора Q8.
Аналогичная картина наблюдается при работе транзистора Q7 и базовой цепи силового транзистора Q10. Сигналы в этих цепях также синфазны. Их вид показан на диаграммах (см. рис. 2.12б – сигнал на коллекторе Q7, рис. 2.12 г – последовательность на базе Q10, рис. 2.12д – форма импульсов на базовой обмотке Q10).
Измерение напряжений на коллекторах Q7 и Q8 проведено относительно общего провода вторичных напряжений. Напряжения на вторичных обмотках и базах транзисторов Q9 и Q10 измерены относительно эмиттера соответствующего транзистора.
Импульсный сигнал в базовой цепи каждого силового транзистора имеет три уровня и три различных рабочих интервала. Рассмотрим каждый рабочий интервал на примере транзистора Q9. Можно предположить, что цикл начинается с фронтом импульса положительной полярности. Импульсы воздействуют на переход база-эмиттер, открывая транзистор и переводя его в режим насыщения. В интервале действия положительного уровня на базе состояние открытого транзистора не изменяется. Затем следует спад положительного импульса, транзистор Q9 переходит в закрытое состояние, длящееся до следующего фронта положительного импульса. В момент спада транзистор закрывается, начинается временной интервал «мертвой зоны», в течение которого оба транзистора закрыты. По окончании «мертвой зоны» на базовую обмотку Q9 воздействует импульс отрицательной полярности, усиливая эффект запирания. Но в этот же момент на второй транзистор усилителя – Q10 поступает положительный импульс, и он открывается. На базе Q9 отрицательный импульс вновь сменяется «мертвой зоной», сохраняя его в режиме отсечки тока. Следующий фронт импульса положительной полярности завершает данный цикл и начинает новый. Стадии работы транзистора Q10 полностью аналогичны, но сдвинуты по времени относительно описанного процесса. Интервалы «мертвой зоны» по времени для обоих транзисторов совпадают.
Транзисторы Q9 и Q10 работают в ключевом режиме. Включаясь поочередно, они попеременно подключают вывод первичной обмотки T3 (точка соединения эмиттер Q9 – коллектор Q10), то к положительному потенциалу источника первичного напряжения (положительная обкладка конденсатора C5), то к отрицательному (отрицательная обкладка конденсатора С6). При открытом транзисторе Q9 через первичную обмотку трансформатора T3 протекает ток по цепи: положительная обкладка конденсатора C5 – переход коллектор-эмиттер транзистора Q9 – первичная обмотка трансформатора T3 – конденсатор С7 – точка соединения конденсаторов C5 и C6. В течение этого интервала происходит частичная подзарядка конденсатора C6, разрядка конденсатора C5 и перемагничивание сердечника трансформатора T3. В течение «мертвой зоны» значение заряда на конденсаторах C5 и C6 практически не меняется, так как постоянная времени разряда этих конденсаторов через резисторы R30 и R31 гораздо больше интервала «мертвой зоны». В течение «мертвой зоны» оба силовых транзистора Q9 и Q10 закрыты. В этот момент их можно рассматривать, как пару высокоомных сопротивлений, включенных последовательно. Одинаковые по величине сопротивления транзисторов образуют делитель напряжения. Напряжение на коллекторе Q10 устанавливается на уровне, равном половине напряжения питания силового каскада, и сохраняет свое значение в течение всего интервала «мертвой зоны». При открывании транзистора Q10 направление протекания тока через первичную обмотку трансформатора Т3 изменяется на противоположное. Цепь протекания тока в этом случае следующая: точка соединения конденсаторов C5 и C6 – конденсатор С7 – первичная обмотка трансформатора T3 – переход коллектор-эмиттер транзистора Q10 – отрицательный полюс первичного источника питания. Конденсатор C5 в это время получает дополнительный заряд, а конденсатор C6 частично разряжается. Во время открывания транзистора Q10 перемагничивание сердечника T3 происходит в направлении, обратном предыдущему. Если баланс циклов открывания и закрывания транзисторов Q9 и Q10 соблюдается, то перемагничивание сердечника происходит симметрично. Напряжение в точке соединения C5 и C6 в этих условиях сохраняется постоянным на уровне, равном половине напряжения питания.
При проектировании источника питания и расчете элементов базовой цепи силового транзистора основное внимание уделяется обеспечению максимальной скорости его переключения. Чем короче этап переключения, тем меньше выделяется тепловой энергии и выше общий КПД импульсного преобразователя напряжения. Для ускорения процесса переключения в базовую цепь транзистора Q9 включена цепочка: конденсатор C21 – диод D21 – резистор R36. Аналогичная последовательность из элементов C22, D22 и R37 имеется в базовой цепи транзистора Q10. Так как базовые цепи у обоих транзисторов абсолютно идентичны и процессы, протекающие в них, те же, то объяснение работы этой цепочки будет рассмотрено на примере ее взаимодействия с транзистором Q9. Таким образом, все, что сказано для базовой цепи транзистора Q9, будет справедливо и для аналогичных элементов, подключенных к транзистору Q10. Естественно, что при сопоставлении процессов, протекающих в транзисторах Q9 и Q10, нужно учитывать временной сдвиг.
В начальный момент возникновения положительного напряжения на обмотке, подключенной к базовой цепи транзистора Q9 (положительная обкладка конденсатора C21), конденсатор С21 разряжен и представляет собой коротко замкнутую цепь. По цепи: конденсатор C21 – резистор R40, переход база-эмиттер транзистора Q9 – начинает протекать максимально возможный ток. Такой скачок тока позволяет произвести резкое открывание транзистора Q9. По мере зарядки конденсатора C21 происходит падение уровня тока, протекающего через него в базу транзистора Q9. Когда конденсатор C21 полностью зарядится, ток, поступающий через него, снизится до нуля. Напряжение на обкладках конденсатора определяется падением напряжения на диоде D21 и резисторе R36, через которые протекает ток базы транзистора Q9, поддерживающий его в открытом состоянии после зарядки конденсатора C21. По окончании положительного импульса в обмотке трансформатора Т2 и начала «мертвой зоны» резко, благодаря заряженному конденсатору С21, меняется полярность напряжения, приложенного к переходу база-эммитер транзистора Q9. Это приводит к ускоренному закрыванию транзистора Q9 и рассасыванию избыточных носителей в базе. Напряжение на переходе база-эмиттер принимает небольшое отрицательное значение. Диод D21 с момента наступления интервала «мертвой зоны» имеет обратное смещение, что позволяет сохранять напряжение на конденсаторе C21 неизменным в течение всего интервала. Наличие этого элемента имеет существенное значение для работы всей схемы. При отсутствии диода происходил бы постепенный перезаряд емкости конденсатора C21, и базовый потенциал транзистора Q9 постепенно приближался бы к потенциалу его эмиттера, снижая степень его «закрытости». На диаграмме, приведенной на рис. 2.12в (а также на рис. 2.12 г), интервал «мертвой зоны» отмечен прямой неспадающей линией с уровнем примерно —0,7 В. При возникновении на базовой обмотке импульса отрицательной полярности, соответствующего открыванию транзистора Q10, усиливается степень закрывания транзистора Q9, надежно поддерживая его в этом состоянии, в то время как транзистор Q10 открыт и находится в проводящем состоянии. После отрицательного импульса на переход база-эмиттер транзистора Q9 вновь воздействует сигнал паузы, и транзистор Q9 сохраняет закрытое состояние. А для транзистора Q10 наступает время первичного выхода из проводящего состояния. Завершение второго интервала «мертвой зоны» для Q9 наступает с приходом нового фронта импульса положительной полярности. Рабочий цикл для Q9 вновь начинается с ускоренного открывания этого транзистора током, протекающим через конденсатор C21. На базовую цепь транзистора Q10 поступает отрицательный импульс напряжения и, благодаря действию конденсатора С22 и диода D22, в этот промежуток времени он находится в закрытом состоянии.
После пояснений работы элементов базовых цепей силовых транзисторов становится понятно, почему конденсаторы C21 и C22 являются ускоряющими или форсирующими процесс переключения транзисторов полумостового усилителя из состояния отсечки в проводящее и обратно. Наличие диодов D21 и D22 влияет на поддержание закрывающего потенциала на базах Q9 и Q10 в течение интервалов «мертвой зоны» и действия импульсов отрицательной полярности.
В завершение описания работы силового каскада приведем диаграммы напряжений в точке соединения эмиттера Q9 и коллектора Q10. На рис. 2.13 представлены три диаграммы, показывающие поведение силового каскада в целом при изменении уровня нагрузки во вторичных каналах.
На рис. 2.13а показана форма напряжения на коллекторе транзистора Q10 при полном отсутствии нагрузки во вторичных цепях, подключаемой через разъемные соединители блока питания. Источник питания, выполненный по принципиальной схеме, соответствующей рис. 2.2, может запускаться без ограничения нижнего предела величины нагрузки. Выходы вторичных каналов подключены к внутренним цепям защиты источника питания, которые и в данном случае составляют единственные нагрузочные элементы. Без подключения потребителей энергии к выходам вторичных каналов напряжений общее сопротивление нагрузки, приведенное к первичной обмотке трансформатора T3, имеет достаточно большую величину. Поэтому на рис. 2.13а только моменты переключения транзисторов силового каскада имеют короткую продолжительность – крутые фронты и резкие спады. Крутой фронт импульса от напряжения 200 В до уровня 300 В и характерный спад напряжения до 200 В соответствует времени включенного состояния транзистора Q9. Интервал времени от крутого спада напряжения с уровня 100 В практически до нуля и постепенное повышение напряжения до 100 В составляет время нахождения в проводящем состоянии транзистора Q10. Промежуточные интервалы спадающего и возрастающего напряжения между активными состояниями силовых транзисторов – это «мертвые зоны». Если в реальных условиях наблюдать форму импульсов напряжения на коллекторах транзисторов Q9 и Q10, то на осциллографе можно будет увидеть лишь очень тонкие импульсы, больше похожие на выбросы. Это объясняется малым потреблением энергии вторичными цепями источника питания, поэтому сигнал рассогласования, формируемый в IC1, имеет слишком малое отклонение от уровня эталонного опорного напряжения. В результате IC1 формирует очень узкие импульсы управления для возбуждения каскада усилителя мощности. Импульсы положительной полярности малой длительности подают в базовую цепь силового транзистора достаточно энергии для начального толчка, необходимого для быстрого открывания транзистора. Но энергетического запаса недостаточно для его ускоренного и глубокого запирания, поэтому на диаграмме наблюдаются пологие спады в сигнале при закрывании транзисторов.
Влияние возрастания величины коммутируемого тока на форму напряжения в данной контрольной точке проявляется уже при подключении к выходу вторичного канала +5 В активной нагрузки, потребляющей ток 0,8 А (см. диаграмму на рис. 2.13б). Форма импульсов напряжения стала трапецевидной, и увеличилось время открытого состояния транзисторов Q9 и Q10. Импульсы управления транзисторами Q9 и Q10, поступающие от каскада промежуточного усиления, имеют большую энергетическую насыщенность, однако в течение «мертвой зоны» еще наблюдаются участки плавного изменения уровня напряжения, свидетельствующие о сравнительно медленном закрывании силовых транзисторов.
Практически прямоугольная форма напряжения на транзисторах силового каскада приведена на рис. 2.13 в. Такую форму приобретает этот сигнал при уровне нагрузки по каналу +5 В и ~3 А. На этой диаграмме четко выражены фазы каждого этапа работы силовых транзисторов. Крутые фронты и спады импульсов, а также горизонтальный уровень напряжения в течение «мертвой зоны» свидетельствуют о том, что источник питания вошел в рабочий режим. Переходные процессы переключения транзисторов занимают сопоставимо малое время относительно интервалов нахождения транзисторов в каждой из активных фаз коммутационного процесса.
2.4.4. Вторичные цепи источника питания
Способы конкретной реализации выходных цепей в источниках питания различных фирм-производителей могут различаться. В данном разделе на примере принципиальной схемы (см. рис. 2.2) будет рассмотрена структура выходных каскадов, которую можно рассматривать в качестве основной. Также будет показан и альтернативный способ их построения.
Вторичные цепи источника питания – это каскады, выходы которых непосредственно подключаются к устройствам потребителя, то есть к нагрузке. Источником энергии, подаваемой во вторичные цепи, является силовой каскад импульсного преобразователя. Благодаря действию магнитного потока, возбуждаемого переменным током первичной обмотки трансформатора T3, во вторичных обмотках T3 наводится ЭДС самоиндукции. Форма ЭДС на вторичной обмотке имеет вид, аналогичный трехуровневому сигналу на коллекторе Q10 (см. рис. 2.13). На принципиальной схеме (см. рис. 2.2) выводы вторичных обмоток трансформатора T3 имеют нумерацию от 1 до 5. Средний вывод вторичной обмотки (точка 3) подсоединен к общему проводу вторичной цепи. Для однозначного подключения начала обмоток трансформатора на рисунке обозначены точками. Количества витков в парных обмотках 2–3 и 3–4, а также 2–1 и 4–5 равны. Таким образом, относительно средней точки существует симметрия вторичных обмоток. Форма переменного сигнала на обмотках 3–2 и 3–4 представлена на рис. 2.14.
В данном случае любая из диаграмм отображает форму напряжений на обеих обмотках, потому что они одинаковы и только сдвинуты во времени. Подключения обмоток 3–2 и 3–4 относительно средней точки противоположны. Противоположны по фазе и сигналы на них. Пусть верхняя диаграмма соответствует напряжению на выводе 2 трансформатора T3, снятого относительно общего провода вторичной цепи – вывода 3. Тогда на нижней диаграмме представлен вид напряжения на выводе 4, снятого также относительно вывода 3 (временной интервал один и тот же). На каждой диаграмме любое отклонение напряжения от нулевого значения (положительное или отрицательное) соответствует времени нахождения одного из силовых транзисторов в активном, то есть открытом состоянии. Временные интервалы, в течение которых на выводах обмоток действуют импульсные сигналы, на рис. 2.14 обозначены как tи. Паузы в активной работе силовых транзисторов преобразователя, предшествующие каждому импульсу и следующие за ним промежутки «мертвых зон», обозначены на рис. 2.14 как tп. Уровень напряжения в этот промежуток времени имеет нулевое значение. Представленные диаграммы качественно отражают картину процесса формирования напряжения на выводах вторичных обмоток трансформатора T3. Временные параметры всех составляющих сигнала полностью зависят от подключенной нагрузки.
Электропитание всех видов нагрузки, подключаемой к вторичным каналам, осуществляется постоянным напряжением с заданным уровнем стабильности. Элементы вторичной цепи предназначены для преобразования входного импульсного напряжения в постоянное, его фильтрации и, по мере необходимости, дополнительной стабилизации непосредственно во вторичных каскадах.
Элементы вторичного тракта должны выбираться и устанавливаться с учетом конструктивных особенностей конкретного устройства. Главными из них можно считать следующие:
• источником вторичных напряжений может служить импульсный преобразователь, формирующий сигналы частотой до 70 кГц;
• ток потребления по основным вторичным каналам может превышать 20 А;
• основная регулировка выходного напряжения производится воздействием на силовую цепь преобразователя с помощью контроля уровня напряжения только основных каналов;
• стабильность выходных напряжений должна поддерживаться на заданном уровне во всем диапазоне изменения нагрузки, соответствующем нормам технических характеристик;
• вторичные напряжения имеют абсолютные значения напряжения, не превышающие 12 В.
С учетом максимальной нагрузки источника питания средний ток, протекающий через первичную обмотку трансформатора T3, имеет величину ~0,9 А. Токи же во вторичных цепях, особенно у каналов +5 В и +3,3 В, составляют десятки ампер. Самая большая токовая нагрузка ложится на каналы с относительно небольшими выходными напряжениями. В такой ситуации использование в этих каналах обычных схем двухполупериодных выпрямителей с четырьмя мощными кремниевыми диодами привело бы к существенному снижению общего КПД преобразователя. Это было бы особенно заметно при повышении токовой нагрузки. В данном случае используется преимущество высокочастотных трансформаторов, магнитопроводы которых имеют высокое значение магнитной проницаемости. Значение количества витков обмотки высокочастотного импульсного трансформатора на 1 В напряжения в трансформаторах прямо пропорционально частоте преобразования и магнитной проницаемости материала сердечника. В нашем случае импульсный силовой трансформатор имеет несколько витков на 1 В. Изготовители источников питания предпочитают создавать выпрямители для вторичных каналов на основе схемы с двумя полуобмотками и общей средней точкой. Для выпрямления напряжения каждого канала применяются по два диода, подключаемых к выводам полуобмоток. Количество витков вторичной обмотки при этом увеличивается незначительно, но повышается КПД. Нагрузка к вторичным обмоткам подключается симметрично относительно средней точки. При таком включении обеспечивается равномерность распределения токовой нагрузки на оба транзистора силового каскада. Транзисторы Q9 и Q10 работают в сбалансированном режиме, что благоприятно сказывается и на условиях функционирования трансформатора T3.
Для выпрямителя канала +5 В используется сборка с двумя диодами Шоттки типа D83-004. Аноды диодов сборки подсоединяются к выводам 2 и 4 трансформатора T3. Катоды диодов сборки соединены между собой и подключаются к дросселю фильтра. Включение вторичной обмотки производится так, что на выводе 2 напряжение изменяется синфазно с колебаниями на коллекторе Q10, на выводе 4 фаза напряжения обратная. Во время формирования импульса положительной полярности в течение открытого состояния Q9, открывается диод, подключенный к выводу 2. Диод, соединенный с выводом 4, в это время находится под воздействием отрицательного импульса и смещен в обратном направлении. Ток через него не протекает. В течение «мертвой зоны» на всех диодах выпрямительной схемы независимо от принадлежности к каналу установлено нулевое входное напряжение. Подпитки нагрузочной цепи в этот момент не происходит. Временной интервал открытого состояния транзистора Q10 совпадает с возникновением на выводе 4 импульса положительной полярности и переводом в проводящее состояние диода, подключенного к этому выводу. На второй диод этой сборки подается обратное смещение импульсом отрицательной полярности. Энергия в цепь нагрузки поступает равномерно при включении любого из силовых транзисторов. Равномерное поступление импульсных сигналов позволяет применять комбинированный фильтр со сравнительно небольшими значениями индуктивности и емкости. Сравнительный анализ номиналов этих элементов может быть проведен в сопоставлении с требованиями к параметрам аналогичных цепей для обычного трансформаторного источника с питанием от переменного напряжения с частотой 50 Гц.
В течение действия импульсов напряжения на выводах вторичных обмоток ток протекает то через один диод выпрямителя, то через другой. В эти моменты происходит подзарядка емкостей фильтров и накопление энергии в дросселях. В соответствии с законом коммутации ток, проходя через индуктивный элемент, не может изменяться мгновенно. В течение пауз энергия, накопленная в дросселе, подается в нагрузку, поддерживая номинальный уровень тока и обеспечивая равномерность его поступления.
Необходимость применения диодов Шоттки в цепях с наибольшим токовым потреблением диктуется их преимуществами перед кремниевыми. Использование диодов Шоттки предпочтительнее прежде всего с энергетической точки зрения, а также из-за их скоростных возможностей в режиме переключения. Оба фактора одинаково существенны. Первый заключается в меньшем падении напряжения при прямом смещении диода. У диодов Шоттки прямое падение напряжения составляет ~0,6 В. Эта величина оказывается существенной, так как тот же параметр у мощных кремниевых диодов равен 1–1,2 В и более в зависимости от уровня протекающего тока. Использование кремниевых диодов в выпрямителе канала +5 В привело бы к дополнительной потере 20 % энергии только в этой цепи.
Второй фактор важен потому, что для цепей выпрямления импульсных сигналов необходимо подбирать диоды, соответствующие не только требованиям по максимальному значению обратного напряжения и прямого тока, но и по времени восстановления обратного сопротивления. То есть диоды должны быть особыми, точнее, безинерционными. Когда нагрузка источника питания приближается к максимальной, длительность импульсных сигналов увеличивается, в то же время интервал «мертвой зоны» сокращается. Время переключения диодов вторичного выпрямителя из проводящего состояния в закрытое и обратно также уменьшается. Длительность фронта и спада входного импульса составляет десятые доли микросекунды. В предельном случае импульсы изменяющейся полярности следуют друг за другом. Выпрямительные диоды в течение смены полярности импульса (длительности фронта), должны полностью восстановить свои свойства. То есть время восстановления сопротивления диода не должно превышать 0,1–0,2 мкс. Если свойства диодов не отвечают этим требованиям, то в короткие промежутки времени, когда происходит переключение силовых транзисторов усилителя мощности, выпрямитель будет представлять собой проводящую цепь, замыкающую вторичную обмотку. В момент переключения один диод должен выйти из проводящего состояния, а второй – включиться. Пусть время восстановления обратного сопротивления первого диода больше длительности фронта импульса, тогда существует время, когда первый еще не полностью закрывается, а второй под действием прямого напряжения начинает открываться. Нагрузка на открытый транзистор преобразователя возрастет, и появится всплеск тока. На фронте импульса возникнут помеховые высокочастотные выбросы. Силовой транзистор будет находиться в форсированном режиме до восстановления первым диодом обратного сопротивления. Таким образом, из-за возможного длительного переключения выпрямительных диодов транзисторы преобразователя начинают работать в режиме коммутации увеличенного тока и возникают дополнительные высокочастотные помехи. Первое явление приводит к перегреву силовых транзисторов, второе – к необходимости дополнительной фильтрации «фронтальных» помех. Избежать этих явлений можно двумя способами: применением мощных высокочастотных диодов и схемотехническими приемами.
Диоды Шоттки обладают относительно малым (менее 0,1 мкс) временем восстановления обратного сопротивления, поэтому применение сборок на их основе оправдано и с точки зрения выпрямления импульсных сигналов.
В схеме источника питания фирмы DTK сборка с диодами Шоттки применена и в канале выпрямителя +3,3 В. Тип сборки, установленной здесь, имеет обозначение F10P048.Согласно принципиальной схеме рис. 2.2, к выводам 2 и 4 подключены дискретные выпрямительные диоды канала -5 В и две диодные сборки для каналов +5 В и +3,3 В. Сборки на основе диодов Шоттки предназначены для работы в цепях с высоким потреблением тока, в выпрямителе канала -5 В установлены обычные кремниевые диоды типа FR102.
Выпрямительные элементы, подключенные к выводам 1 и 5 трансформатора T3, используются для формирования напряжений в каналах +12 В и -12 В. Выпрямитель +12 В собран на основе сборки кремниевых диодов типа CTX128. К выводам трансформатора сборка подсоединяется анодами диодов. Выпрямитель канала -12 В собран на основе двух диодов типа FR102, присоединенных к трансформатору своими катодами.
В подключении выпрямительных элементов к выводам 1, 5 и 2, 4 есть много общего, но в то же время есть и различие: параллельно выводам 1–5 включена RC цепь на элементах R56, C27, а для выводов 2, 4 подобной цепочки не предусмотрено. Объясняется это тем, что в каналах +12 В и -12 В применены кремниевые диоды, скоростные характеристики которых уступают диодам Шоттки выпрямителей каналов +5 В и +3,3 В. Время восстановления их обратного сопротивления сопоставимо с длительностью фронтов импульсов. Для увеличения длительности фронта и спада импульса и используется эта пропорционально интегрирующая цепь. С ее помощью происходит «затяжка» фронта для того, чтобы выпрямительные кремниевые диоды успели переключиться, и соответственно снижается нагрузка на силовые диоды в моменты их переключения.
В каждом из вторичных каналами применена практически одинаковая схема фильтрации выпрямленного напряжения. Все канальные фильтры содержат емкости и индуктивности. Фильтр канала +5 В – двухзвенный, включает в себя Г– и П-образные фильтры. Фильтры остальных каналов – однозвенные, Г-образные.
Потребление энергии каналами -12 В и +12 В может значительно отличаться. Однако их выпрямительные элементы подключены к одноименным выводам трансформатора T3. К цепи обратной связи ШИМ регулятора подсоединен только выход канала + 12 В. Уровень поступления энергии во вторичную цепь определяется мощностью нагрузки в канале +12 В. Для гашения избыточного напряжения в канале -12 В перед первым дросселем фильтра установлен дополнительный диод D30. Таким образом уравниваются уровни напряжений по каналам с абсолютным значением напряжения 12 В.